【導讀】作為電源工程師，我們能夠回憶起第一次接觸到理想化的降壓和升壓功率級的場景。還記得電壓和電流波形是多么的漂亮和簡單（圖1），以及平均電流的計算是多么地輕松，并且確定與輸入和輸出相關(guān)的傳遞函數(shù)也輕而易舉？
圖1：理想化的降壓與升壓功率級：這些圖看起來真是太棒了！
當我們對于用實際組件來實現(xiàn)轉(zhuǎn)換器有更加深入的了解時，這個波形變得復雜了很多。不斷困擾開關(guān)轉(zhuǎn)換器的一個特別明顯的非理想狀態(tài)就是同步降壓或升壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)所使用的MOSFET體二極管的反向恢復。氮化鎵—GaN器件不會表現(xiàn)出反向恢復特性，并因此避免了損耗和其它相關(guān)問題。借助于我的LMG5200和一個差不多的基于硅FET的TPS40170EVM-597，我將開始在24V至5V/4A電源轉(zhuǎn)換器中測量反向恢復。
反向恢復—到底是個啥東西？
一個二極管中的反向恢復就是當反向電壓被施加到端子上時流經(jīng)二極管的反向電流（錯誤方向?。ㄕ堃妶D2）。二極管中有儲存的電荷，這些電荷必須在二極管能夠阻斷反向電壓前重新組合。這個重新組合是溫度、正向電流、Ifwd、電流的di/dt，以及其它因數(shù)的函數(shù)。
圖2：反向恢復電流波形
恢復的電荷，Qrr，被分為兩個分量：恢復之前的Qa和恢復之后的Qb—二極管在此時開始支持反向電壓—請見圖3。你也許見過Qb與Qa一樣的軟恢復，這樣的話，di/dt比較慢，或者說，你見過Qb很小，而di/dt很高的“活躍”二極管。當di/dt很高時（由二極管急變引起），橋式功率環(huán)路中寄生電感的響應方式是把它們儲存的電能傾倒到寄生節(jié)點電容中；電壓振鈴會由于二階響應而出現(xiàn)。這也是將輸入功率級旁路電容器放置在輸入級附近的原因。由于環(huán)路中用于快速恢復的電感較少，由寄生電容導致電壓振鈴的電能較少。
圖3：已恢復的電荷
我用常規(guī)的方法來計算反向恢復損耗：我使用的是數(shù)據(jù)表中的Qrr額定值，并將其乘以頻率和輸入電壓（如果是降壓轉(zhuǎn)換器）或輸出電壓（如果是升壓轉(zhuǎn)換器）。二極管或MOSFET數(shù)據(jù)表通常指定一個反向恢復時間和一個反向恢復電荷。例如，CSD18563Q5A指定了一個49ns的反向恢復時間，trr，以及一個63nC的Qrr。方程式1計算在一個300kHz，24V->5V降壓轉(zhuǎn)換器中，由Qrr所導致的損耗一階估算值：
Qrr損耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW (1)
請注意！Qrr通常是25°C溫度下，針對特定Ifwd和di/dt的額定值。實際Qrr會在結(jié)溫上升時，比如說125°C時加倍（或者更多）。di/dt和初始電流都會有影響（更高或更低）。對于活躍型二極管，這個功率的大部分在上部開關(guān)內(nèi)被耗散。對于軟恢復二極管，這個功率在上部開關(guān)和體二極管之間分離開來。如果di/dt和Ifwd條件與我的應用相類似，我將25°C溫度下?lián)p耗的2倍作為與恢復相關(guān)損耗的估算值。
那么，你打算拿這些損耗怎么辦呢？實際電路中，由反向恢復導致的真實峰值電流是多少？你也許嘗試用一個SPICE工具來仿真恢復，不過我還未在SPICE社區(qū)內(nèi)發(fā)現(xiàn)比較好的針對二極管恢復的模型。圖4顯示的是一個TINA-TI™ 仿真的結(jié)果；我用我們的24V/5V降壓轉(zhuǎn)換器的TPS40170產(chǎn)品文件夾對這個仿真進行了修改，從而顯示出頂部開關(guān)內(nèi)的開關(guān)節(jié)點電壓 (SW) 和電流（負載電流加上反向恢復電流，以及用一個10mΩ分流電阻器感測到的開關(guān)節(jié)點電容電流）。
圖4：TINA-TI™ 仿真：TPS540170
注意到大約5A的峰值紋波電路，以及5A峰值反向恢復電流加上開關(guān)節(jié)點電容充電電流。我運行了這個仿真，并且將溫度從27°C增加至125°C—峰值恢復電流沒有增加—并且看起來好像SPICE沒有對這個恢復進行正確建模。
在本系列的第2部分，我將詳細介紹在真實電路中測量反向恢復的方法，然后將一個基于MOSFET的標準同步降壓轉(zhuǎn)換器與全新的LMG5200進行比較。
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